Сглаживающие фильтры выпрямителей блоков питания.
Потолковали мы основательно на предыдущей странице про разные виды диодных выпрямителей, перебросились парой фраз на тему простейших ёмкостных фильтров, а вопрос достижения параметра коэффициента пульсаций Кп в пределах 10 -5 . 10 -4 так и повис в воздухе — уж очень немалым получается номинал ёмкости сглаживающего конденсатора.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения Кп является важнейшим параметром выпрямителя. Его численное значение равно отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей.
Напомню выдержку из печатного издания, приведённую на предыдущей странице:
«Коэффициент пульсаций выбирают самостоятельно в зависимости от предполагаемой нагрузки, допускающей питание постоянным током вполне определённой «чистоты»:
10 -3 . 10 -2 (0,1-1%) — малогабаритные транзисторные радиоприёмники и магнитофоны,
10 -4 . 10 -3 (0,01-0,1%) — усилители радио и промежуточной частоты,
10 -5 . 10 -4 (0,001-0,01%) — предварительные каскады усилителей звуковой частоты и микрофонных усилителей.»
Помимо этого в характеристиках выпрямителей может использоваться и понятие коэффициента фильтрации (коэффициента сглаживания).
Коэффициент фильтрации, он же коэффициент сглаживания — величина, численно равная отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра Кс = Кп-вх/Кп-вых .
Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.
В слаботочных цепях вопрос снижения пульсаций решается легко и кардинально — применением интегральных стабилизаторов. Параметр подавления пульсаций (Ripple Rejection) у подобных массовых ИМС составляет не менее 50дБ (в 360раз по напряжению), что при высокой «чистоте» выходного напряжения позволяет уменьшить ёмкости электролитов в 5-10 раз.
Если же у разработчика нет возможности (либо желания) включать в состав устройства стабилизаторы напряжения, то реальным подспорьем окажутся индуктивно-ёмкостные или активные сглаживающие фильтры.
Начнём с фильтров, выполненных из индуктивных элементов – дросселей и из ёмкостных элементов – конденсаторов.
На Рис.1а приведена схема простейшего ёмкостного сглаживающего фильтра. Принцип действия заключается в накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и последующей отдачи этой энергии в нагрузку.
Для того чтобы не ограничиваться 50-ти герцовыми блоками питания, но и иметь возможность расчёта фильтров импульсных ИП, приведу универсальные формулы, учитывающие частоту входного сигнала F :
С1 = Iн/(3,14×Uн×F×Кп) для однополупериодных выпрямителей и
С1 = Iн/(6,28×Uн×F×Кп) — для двухполупериодных.
Кп — это коэффициент пульсаций, равный отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей, а
F — частота переменного напряжения на входе диодного выпрямителя.
Переходим к индуктивно-ёмкостным LC фильтрам.
ВНИМАНИЕ. Потребность в такого рода цепях возникает исключительно в случаях необходимости получить низкий уровень пульсаций в достаточно мощных сетевых блоках питания, либо в высокочастотных импульсных ИП. Связано это с тем, что для эффективной работы LC-фильтра, индуктивное сопротивление катушки XL на частоте подавления стремятся сделать значительно больше Rн. А это, в свою очередь, приводит к тому, что в условиях низких частот и малых токов (высоких Rн) индуктивность дросселя получается необоснованно высокой.
Г-образный индуктивно-ёмкостной LC фильтр 2-го порядка (Рис.1б) обладает значительно лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с обычным ёмкостным.
Произведение LC (Гн*мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания фильтра и определяется по приближенной формуле:
L1(Гн)×С1(МкФ) = 25000/(F 2 (Гц)×Кп) для однополупериодных выпрямителей и
L1×С1 = 12500/(F 2 ×Кп) — для двухполупериодных, где
С1(МкФ)/L1(мГн) = 1000/Rн 2 (Ом) .
Схема П-образного LC-фильтра приведена на Рис.1в. Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра можно упрощённо представить как совместное действие двух фильтров, описанных выше, а коэффициент сглаживания — как произведение коэффициентов сглаживания звеньев: ёмкостного и Г-образного индуктивно-ёмкостного.
Наилучшими фильтрующими свойствами обладают LC-фильтры Чебышева. Напишем формулу, исходя из рекомендаций, изложенных на странице ссылка на страницу:
С1 = С2 ; С1(МкФ)/L1(мГн) = 1176/Rн 2 (Ом) .
Уменьшить напряжение пульсаций на выходе однозвенного П-образного LC-фильтра можно, включив параллельно дросселю L1 неполярный конденсатор С3 (Рис.1г), который вместе с индуктивностью катушки образует режекторный фильтр. Если ёмкость конденсатора С3 выбрать такой, чтобы резонансная частота контура L1-С3 равнялась частоте пульсаций (F при однополупериодном выпрямлении или 2F при двухполупериодном), то большая часть напряжения пульсаций задержится этим контуром и лишь незначительная перейдёт в нагрузку.
Итак: С3 = 1/(39,44×L1×F 2 ) для однополупериодных выпрямителей и
С3 = 1/(9,86×L1×F 2 ) — для двухполупериодных.
Все остальные номиналы элементов — такие же, как в предыдущей схеме.
Давайте сдобрим пройденный материал онлайн таблицей.
КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ СЛАЖИВАЮЩЕГО ФИЛЬТРА БЛОКА ПИТАНИЯ.
Транзисторные фильтры по сравнению с ёмкостными сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и более высокий коэффициент сглаживания пульсаций. Они позволяют уменьшить в десяток раз (при том же уровне пульсаций) номинал сглаживающего конденсатора, либо уменьшить в аналогичное количество раз амплитуду пульсаций при неизменном значении ёмкости.
На Рис.2а представлена схема наиболее распространённого транзисторного фильтра.
Напряжение с высокой амплитудой пульсаций, поступающее на коллектор транзистора, по сути, является напряжением питания эмиттерного повторителя, образованного Т1.
В это же самое время цепь базы питается через резисторы смещения и интегрирующую цепь R1C1, которая сглаживает пульсации напряжения на базе. Чем больше постоянная времени T=R1C1, тем меньше пульсации напряжения на базе, а так как устройство представляет собой эмиттерный повторитель, то на выходе фильтра пульсации будут столь же малыми, как и на базе.
Для того, чтобы снизить зависимость напряжения на выходе фильтра от уровня передаваемой мощности, ток через делитель R1R2 выбирают в 5…10 раз большим, чем ток, ответвляющийся в базу при минимальном сопротивлении нагрузки.
При расчёте номиналов элементов делителя, следует исходить из напряжения на базе транзистора:
Uб = Uвх — Uвх пульсаций — (2,5. 3В) .
В этом случае будет обеспечена работа регулирующего транзистора в активном режиме, а падение напряжения на нём составит величину:
Uкэ = Uвх пульсаций + (3,1. 3,6В) .
Коэффициент полезного действия транзисторного фильтра будет тем больше, чем меньше падание постоянного напряжения на силовом транзисторе. Из формулы видно, что для обеспечения высокого КПД активного сглаживающего фильтра, на вход устройства следует подавать уже отфильтрованное до определённого уровня напряжение.
На практике это делается включением на вход простейшего ёмкостного фильтра (Рис.1а), уровень пульсаций которого можно посчитать на приведённом выше калькуляторе.
Эффективность активных сглаживающих фильтров напрямую зависит от величины коэффициента усиления транзистора. Чем выше h21 полупроводника, тем больших величин можно выбрать номиналы резисторов R1, R2 — тем лучшими фильтрующими свойствами будет обладать схема. Поэтому в данной ситуации не стоит даже рассматривать транзисторы с h21<50. Но при этом и составные транзисторы, обладающие высоким усилением - также не являются оптимальным выбором в силу повышенных падений напряжений на p-n переходах, значительно снижающих КПД транзисторных устройств.
Для дальнейшего улучшения фильтрующих свойств сглаживающего фильтра можно применить двухзвенный RC-фильтр в цепи базы транзистора (Рис.2б).
Здесь сумма значений сопротивления резисторов R1 и R2 равна сопротивлению резистора R1 в предыдущем устройстве, а сопротивление резистора R3 равно сопротивлению резистора R2 в фильтре (Рис.2а).
Ещё эффективней будет работать транзисторный фильтр, у которого в цепь базы транзистора вместо R2 (Рис.1а), либо R3 (Рис.1б) включить стабилитрон с напряжением пробоя, равным значению, рассчитанному для резистивного делителя.
Как сгладить пульсации импульсного блока питания
Доброго дня. Прошу помощи уважаемого сообщества. Имеется БП марки DSA-60PFB-12 от сетевого хранилища. Симптомы – пульсация выходного напряжения частотой где-то 2Гц под нагрузкой, светодиод мигает в такт. На холостом ходу 12.2В стабильно. При вскрытии ожидаемо обнаружил вспухшие конденсаторы на выходе. Заменил – результата нет. Опыта ремонта импульсных БП нет, начал по кругу проверять комплектуху. Что проверил:
В норме:
неэлектролитические конденсаторы C3, C5, C6, C9, C13, транзистор ME75N75T в холодной части (Q2), транзистор 10N60 в горячей (Q1), токозадающий резистор R12 (видимо такова его функция), диоды в горячей части D2, D3, D4. Заменил оптопару на всякий случай, электролиты C7, C8 (слегка ушли от нормы).
Что еще нашел неисправного:
Высоковольтный конденсатор C4 был мертвый в ноль, заменил. Конденсаторы С2 0,22мкФ (осталось 156нФ) и С1 0,1мкФ (осталось 11нФ), заменил оба. Результата нет.
SMD компоненты на обороте платы не проверял.
Я понимаю, что какой-то компонент видимо под нагрузкой пробивает, но при проверке без нагрузки это не проявляется. Скрины тестов транзисторов и их даташиты прилагаю.
Из инструментов тестер и китайский мультитестер-ESRметр.
Прошу прощения за корявую терминологию, буду признателен за любую помощь.
Сборка печатных плат от $30 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет
_________________
Делай то, что тебе нравится и ты никогда не будешь работать
Даже на холостом ходе? В холостую-то не пульсирует.
В холостую на выходных банках сохраняется заряд и напруга не успевает просадиться. нагрузите их 10-50мА — и увидите, что тоже прыгает!
Добавлено after 1 minute 7 seconds:
Быллоо такое. Смотреть оптопару и TL431 — это цепь измерения/управления выходным напряжением.
_________________
90% времени уходит на отыскание неисправности,остальное — ждать когда нагреется паяльник!
В холостую на выходных банках сохраняется заряд и напруга не успевает просадиться. нагрузите их 10-50мА — и увидите, что тоже прыгает!
Добавлено after 1 minute 7 seconds:
Быллоо такое. Смотреть оптопару и TL431 — это цепь измерения/управления выходным напряжением.
Там нет транзюка TL431 в обычном корпусе. Есть один SMD с маркировкой что-то типа "треугольник EA1", к оптопаре одной ногой цепляется. Гугл говорит, что это TL431 и есть. Спасибо за наводку, обычный TL431 у меня есть, попробую заменить. И да, оптопару менял уже.
_________________
Z Мудрость(Опыт и выдержка) приходит с годами.
Все Ваши беды и проблемы, от недостатка знаний.
Умный и у дурака научится, а дураку и ..
Алберт Ейнштейн не поможет и ВВП не спасет.и МЧС опаздает
TL431 — это не транзюк! Это скорей уж ОУ. Но как раз в СМД корпусе он и есть! Он может даже и рабочий, а вот делитель его — резюки СМД могут "течь" — сопротивление может плыть. Или ваще в обрыве!
Добавлено after 2 minutes 6 seconds:
Я ваще такие БП делал всегда без Ослика. там особо нечего смотреть. Разве что наличие отсутствия генерации. Но в "горячей части" схемы — не люблю. Щипать может больно!
_________________
90% времени уходит на отыскание неисправности,остальное — ждать когда нагреется паяльник!
По крайней мере ясно, куда рыть дальше. Все проверю, отпишусь. Всем спасибо за участие.
_________________
— Русским человеком может быть только тот, у кого чего-нибудь нет, но не так нет, чтобы обязательно было, а нет — и хрен с ним.
"Русский человек может жить как в одну сторону, так и в другую. И в обоих случаях останется цел" А. Платонов
Корректора нету, нет его индуктивности, силовой электролит на 400 Вольт. На входе только дроссели подавления помех — синфазной и парафазной.
R12C9 — снаббер, другого не вижу. Пока живой, всерьёз ни на что не влияет. Если жёлтый конденсатор меньшей ёмкости, значит, были перенапряжения по входу, они от этого выгорают. До кучи мог подгореть и ВВ транзистор, но по прибору — нормально. Такие моргания светодиода говорят о том, что БП не выходит в рабочий режим.
Современные контроллеры имеют защиту в виде ограничения времени работы во время запуска. Если оптрон ООС не открывается за положенное время, значит, чип делает паузу перед очередным запуском. При живых электролитах это признак недостаточной мощности преобразователя. Если блок хорошо перегревался, может шить изоляция трансформатора, и вероятность этого выше на больших токах в первичке, т.е. как раз на большой мощности.
Цепь ООС проверяется оптом. Подключаем омметр к выходу оптрона, на стороне сети, а к выходу блока — лабораторный БП, и прогоняем напряжение на нём мимо выходного напряжения снизу вверх, не слишком превышая. В нужной точке оптрон должен открыться, что омметр и покажет.
Проще всего посмотреть напряжения на электролитах осциллографом. НО у всех современных общий сигнальный провод соединён с заземлением в розетке, поэтому чтобы по сетевой части лазить, питание осциллографа нужно развязать трансформатором 220/220. И помнить о допустимой амплитуде напряжения на сигнальном входе. На горячий провод не лазить вообще никак.
_________________
90% времени уходит на отыскание неисправности,остальное — ждать когда нагреется паяльник!
_________________
Z Мудрость(Опыт и выдержка) приходит с годами.
Все Ваши беды и проблемы, от недостатка знаний.
Умный и у дурака научится, а дураку и ..
Алберт Ейнштейн не поможет и ВВП не спасет.и МЧС опаздает
Да не, все нормально, сетевое хранилище тянет. Это я, дурак, проверял БП неподходящим устройством. Писали же мне:
Способы подавления пульсаций (фона) во вторичных источниках электропитания
При разработке измерительной и усилительной аппаратуры высокой точности требуется источник питания с очень высокими техническими характеристиками, в частности, с низким уровнем пульсаций и высокой стабильностью выходного напряжения. Если стабильность выходного напряжения обеспечить достаточно просто за счёт использования прецизионного источника опорного напряжения и применения компенсационных схем стабилизации, то избавиться от пульсаций или фона весьма трудоёмко. Связано это с тем, что переменное напряжение после выпрямления и сглаживания создаёт помимо активной постоянной (средневыпрямленное напряжение) переменную пульсирующую составляющую, которая проходя по цепям стабилизации и усиления, проникает через емкостные паразитные связи в нагрузку. Многолетний опыт конструирования стабилизированных источников питания показывает, что получить уровень пульсаций в нагрузке менее 1 мВ в схемах стабилизаторов компенсационного типа весьма трудоёмко. Для питания прецизионных малошумящих электронных приборов это может быть недопустимо много. Чтобы хоть как-то улучшить показатели, нужно схему стабилизатора разбить на несколько отдельных последовательно включенных один за другим стабилизаторов либо активных фильтров с падением напряжения на каждом.
Проанализируем работу вторичного источника питания классического линейного типа, который, в отличие от импульсного, даёт самый низкий уровень пульсаций и помех. Рассмотрим типовую схему источника питания (ИП) рис. 1.
Переменное напряжение после трансформации поступает на выпрямитель VD1-VD4 и сглаживающий конденсатор C1. Форма напряжения на конденсаторе напоминает пилу (см. рис. 2). Ёмкость конденсатора в основном определяют по эмпирическим формулам, чаще “на глаз”. Например, в литературе без вывода величину входной ёмкости сглаживающего фильтра, обеспечивающего пульсацию выпрямленного тока не более чем на 10% при частоте 50Гц , рекомендуют подсчитывать по аналитической формуле:
где C1 – ёмкость входного фильтра, мкФ; I0 – средневыпрямленный ток, мА; U0 – средневыпрямленное напряжение, В; m – коэффициент, учитывающий вид схемы выпрямителя ( m=1 – однополупериодная, m=2 – двухполупериодная).
Отметим, что среднее выпрямленное напряжение U0 (постоянная составляющая напряжения в нагрузке) равно:
т.е. U0 на 10% меньше действующего напряжения U при двухполупериодном выпрямлении и на 55% меньше при однополупериодном выпрямлении.
Вывести расчётную формулу для определения ёмкости сглаживающего конденсатора можно самостоятельно. Рассмотрим кривую разрядки накопительного конденсатора (рис. 2). Она имеет экспоненциальный характер и описывается уравнением
где Uнач = Um – начальное напряжение, равное амплитудному в нашем случае;
(тау) = RнC – постоянная времени нагрузочной цепи.
Постоянная времени цепи определяет время, требуемое для того, чтобы конденсатор разрядился на 63,2% от величины начального напряжения.
Минимальное напряжение на конденсаторе примем номинальным в нагрузке. Из уравнения (4) выразим ёмкость конденсатора
Время разряда конденсатора примем от момента максимального (амплитудного) напряжения на нём до номинального уровня при разрядке через нагрузку и момента зарядки следующим синусоидальным импульсом:
Тогда, с учётом (6) формула 5 примет вид:
Значение арксинуса от относительного номинально напряжения следует брать в пределах для однополупериодного выпрямления 
и для двухполупериодного выпрямления 
Величина пульсаций напряжения будет равна
Примем коэффициент пульсаций как отношение размаха пульсаций к номинальной (минимальной) постоянной составляющей напряжения
В дальнейших расчётах будем пользоваться именно этой формулой (9).
В литературе описываются различные формулы для определения коэффициента пульсаций (рис. 3), но чаще всего используются формулы:
Различными нормативными документами и другими источниками приводятся до десятка разных формул вычисления коэффициента пульсаций, но их мы не будем рассматривать.
Выразим ёмкость конденсатора в формуле (7) через коэффициент пульсаций (9):
– для однополупериодного выпрямления
– для двухполупериодного выпрямления
В уравнениях (10), (11) вычисляется первый корень арксинуса при 
Теперь задавшись коэффициентом пульсаций kп и сопротивлением нагрузки Rн (или током Iн и напряжением в нагрузке Uн), можно определить необходимую ёмкость накопительного конденсатора.
Выведем из выражений (10) и (11) ряд сокращённых формул для облегчённого вычисления ёмкости C в зависимости от требуемого коэффициента пульсаций kп и от относительного номинального напряжения в нагрузке Uном /Um (см. табл. 1). Синим цветом в таблице выделены рекомендуемые формулы для расчёта ёмкости при выходном постоянном напряжении близким или равным по модулю действующему переменному напряжению.
В широко распространённой электротехнической литературе по вторичным источникам электропитания не даётся вывод формул для определения накопительного конденсатора, даются лишь аналитические формулы, полученные методом лианеризации кривой разряда. Эти выражения дают приблизительный результат, но приемлемый для радиолюбительской практики. В основном же любители даже не утруждают себя расчётами выпрямителя и фильтра, и применяют то, что есть под рукой и на глаз.
Не следует забывать, что выбирать конденсатор по напряжению нужно с запасом 20-30% от амплитудного напряжения, так как в электросети нередко возникают скачки напряжения и перекос фаз.
Также следует отметить, что параметры электролитических конденсаторов, применяемых в сглаживающих фильтрах, в значительной степени зависят от рабочей частоты и температуры окружающей среды. С ростом частоты и понижением температуры ёмкость падает.
Среди радиолюбителей бытует мнение, что чем больше накопительная ёмкость, тем лучше, меньше просадка напряжения и пульсации. Отчасти это верно. Однако, применение конденсаторов большой ёмкости в выпрямителе, в частности, для подавления пульсаций малоэффективно и нерационально. Объяснением такого положения дел является то, что с ростом ёмкости фильтра сокращается время, за которое конденсатор должен зарядиться до амплитудного значения, это в свою очередь вызывает рост амплитуды импульсов зарядного тока. В результате растёт падение напряжения на внутреннем сопротивлении источника и выпрямителя, и снижается амплитуда напряжения, а также КПД ИП. Также рост амплитуды импульсов зарядного тока создаёт дополнительные пульсации падения напряжения на внутреннем последовательном сопротивлении конденсатора. К тому же, конденсатор достаточно большой ёмкости в момент включения полностью замыкает выпрямитель, так как ток заряда конденсатора i прямо пропорционален ёмкости C и изменению напряжения на нём du за время dt:
Изменение напряжения от нуля до максимума происходит за четверть периода, отсюда можно определить импульсный пусковой ток от заряда конденсатора во вторичной обмотке питающего трансформатора, который должны выдержать выпрямительные диоды:
где Um , U – амплитудное и действующее значения вторичного напряжения;
T , f – период и частота переменного тока.
Для примера рассчитаем пусковой ток выпрямителя на 18В. Возьмём конденсатор ёмкостью 2200мкФ, тогда при частоте сети 50Гц
В действительности такой пусковой ток во вторичной обмотке не возникнет из-за наличия внутреннего сопротивления обмотки трансформатора, а также сопротивления диодов и самого конденсатора, но не стоит забывать, что к выпрямителю также подключена нагрузка. Таким образом, выбор большой ёмкости для снижения пульсаций напряжения в нагрузке без применения токоограничивающих элементов чреват перегрузкой и возможным выводом из строя выпрямителя, конденсатора и других деталей цепи.
Проделаем мысленный эксперимент и убедимся в правильности сделанного вывода. Предположим, что на выходе выпрямителя нужно получить напряжение пульсации не более 5% от постоянной составляющей на нагрузке 10 Ом , определим необходимую ёмкость фильтра:
Ток и напряжение в нагрузке определяется по закону Ома, например, для U=18В
Уровень пульсаций по размаху составит
Пусковой ток во вторичной обмотке
Очевидно, что путь наращивания ёмкости для снижения пульсаций неверный. Кардинальным способом уменьшения пульсаций является использование многоступенчатых фильтров, включающих Г-, П- и Т- образные звенья RC и LC-цепочек, а также применение активных фильтров и стабилизаторов напряжения (СН), как было отмечено ранее.
Продолжим рассматривать типовую схему ИП рис. 1. После сглаживания напряжение поступает в стабилизатор, основная функция которого поддерживать стабильное напряжение в нагрузке. Важнейшими характеристиками стабилизатора являются коэффициенты стабилизации Kст и подавления пульсаций Kпп , а также нагрузочная способность и КПД. Изготовить стабилизатор с большим коэффициентом стабилизации напряжения относительно просто, применив операционный усилитель (ОУ) в качестве элемента сравнения и усилителя в схемах компенсационного типа. Обычно компенсационные стабилизаторы на ОУ имеют уровень пульсаций в диапазоне 10…50 мВ, что для питания прецизионных приборов может быть много. Значительно труднее получить низкий уровень пульсации (фона) менее 1мВ на выходе стабилизатора из-за паразитных емкостей монтажа, а также наличия внутренних емкостных связей электронных компонентов. Если с монтажными емкостями и наводками разобраться несложно, применив экраны и правильную развязку (на низкой частоте эта проблема вообще не возникает), то борьба с внутренними емкостями полупроводниковых приборов, которые пропускают пульсирующее напряжение, требует применения особых схемных решений и современной элементной базы. В широко распространенной радиолитературе этой проблеме практически не уделяется внимание, так как очень редко возникает необходимость в прецизионном источнике питания.
Один из способов подавления пульсации практически в любом компенсационном стабилизаторе напряжения состоит во введении дополнительной отрицательной ОС по переменному току через RC-цепь (см. рис. 4). Коэффициент подавления пульсаций при этом возрастает во столько же раз, во сколько суммарное сопротивление R11C6 цепи на частоте пульсации меньше сопротивления резистора R9 цепи делителя напряжения. Резистор R11 необходим для защиты входных цепей ОУ при большом выходном напряжении Uвых (он ограничивает ток зарядки и разрядки конденсатора С6 при включении и выключении стабилизатора). Конденсатор C6 корректирующей RC-цепи, включенный в цепь отрицательной ОС, может сильно влиять на временную и температурную стабильность выходного напряжения. Поэтому он должен иметь малую утечку при номинальной температуре. При большой емкости этого конденсатора напряжение на выходе стабилизатора устанавливается медленнее, что не всегда допустимо. Необходимо также отметить, что включение конденсатора в цепь ОС значительно повышает устойчивость стабилизатора к низкочастотным наводкам.
Ещё один способом снижения пульсаций в стабилизаторах напряжения – это питание источника опорного напряжение (ИОН) с выхода самого стабилизатора, а также включение в цепь питания ИОН вместо балластного резистора генератора стабильного тока на полевом или биполярных транзисторах. Если в качестве ИОН используется стабилитрон (диод Зенера), то его желательно зашунтировать конденсатором ёмкостью
Стабилитроны генерируют шум в широком частотном спектре вплоть до 20МГц. Наибольший уровень шума стабилитрон генерирует при минимальном токе стабилизации и при большом дифференциальном сопротивлении. Также в цепь ИОН дополнительный тепловой шум вносит балластный резистор. Снизить пульсации и шум ИОН можно применив в цепи его питания пассивный RC-фильтр, например, R7C4R8C5 (рис. 4).
Также и питание ОУ лучше организовать через RC-фильтр. Питать ОУ можно как от входного напряжения, так и с выхода стабилизатора как и ИОН. Во втором случае нужно следить, чтобы схема не потеряла устойчивость и не превратилась в генератор из-за контура обратной связи по питанию. Самовозбуждение устраняется цепями коррекции АЧХ. Также пониженное питание ОУ с выхода СН может быть нежелательным в определённых случаях. В схеме стабилизатора напряжения (рис. 4) напряжение питания ОУ ниже выходного, поэтому снимаемое с выхода ОУ напряжение дополнительно повышается усилителем постоянного тока (УПТ) на транзисторах VT1-VT2. Усиление по напряжению в УПТ позволяет получать на выходе стабилизатора напряжение, значительно превышающее предельное напряжение питания ОУ. Коэффициент усиления по постоянному напряжению УПТ определяется делителем R3R4:
На выходе стабилизаторов иногда ставятся электролитические конденсаторы. Их цель также подавить пульсации и шум, а также предотвратить проникновение помех в СН со стороны нагрузки. Емкость выходного конденсатора не должна быть большой, чтобы не привести к пробою регулирующего силового транзистора из-за возникающего броска тока в момент пуска. К тому же, выходное (внутреннее) сопротивление СН очень низкое и может составлять десятые и сотые доли ома, а реактивное сопротивление конденсатора составляет единицы и десятки ом, поэтому эффективного подавления пульсаций большая ёмкость не даст, кроме как замкнёт выход в момент переходного процесса.
Отдельно отметим, что электролитические конденсаторы, работающие на высоких частотах в импульсных ИП, резко теряют ёмкость и имеют большое реактивное сопротивление, поэтому их рекомендуется шунтировать керамическими или плёночными конденсаторами небольшой ёмкости
Рассмотрим, как влияет выходной конденсатор C2 на работу источника питания на рис. 1. Представим стабилизатор напряжения в виде двух источников ЭДС постоянной E и пульсирующей e с некотором внутренним сопротивлением Rвн (рис. 5). Проанализируем влияние выходного конденсатора C 2 на величину подавления пульсаций. Внутреннее сопротивление Rвн и конденсатор C2 образуют Г-образный низкочастотный RC-фильтр (рис.6), передаточная характеристика которого имеет вид:
Таким образом, пульсирующая составляющая e будет подавлена конденсатором на выходе СН в K -1 раз, где K – модуль передаточной характеристики RC-звена. Оценим количественно данный показатель. Примем удвоенную частоту пульсаций мостового выпрямителя mf=2*50=100Гц, выходной конденсатор ёмкостью 1000мкФ и внутреннее сопротивление источника примем 1Ом, тогда по формуле (15) получим:
что весьма незначительно, как было прежде отмечено.
В дальнейших изысканиях способов подавления пульсаций в источниках вторичного электропитания введём определение коэффициента подавления пульсаций Kпп . Данная характеристика будет относиться исключительно к фильтрам и стабилизаторам тока (напряжения), выражая обратную величину передаточной характеристики по переменной составляющей:
Для Г-образного RC-фильтра (рис. 6) в цепях электропитания коэффициент подавления пульсаций из формулы (15):
Очевидно, что чем больше ёмкость C и балластное сопротивление R фильтра, тем выше коэффициент подавления переменной составляющей выходного напряжения. Однако с увеличением R будет снижаться постоянная составляющая под нагрузкой Rн, а также изменяться в зависимости от неё. Поэтому применение RC-фильтров в сильноточных цепях недопустимо. Решить эту проблему можно построением на базе интегрирующей RC-цепи активного фильтра (умножителя ёмкости). Для этого достаточно применить усилитель постоянного тока (рис. 7).
Транзистор VT1 существенно снижает нагрузку на фильтр R1C2 в β раз, в результате чего уменьшается падение постоянного напряжения на резисторе R1. Исходя из этого, можно увеличить сопротивление R1 в β раз, сохраняя исходное напряжение в нагрузке, а так как увеличение R равнозначно увеличению C согласно выражениям (16) и (17), то величина ёмкости C2 кажется умноженной в β раз.
Увеличить нагрузочную способность схемы (рис. 7) и соответственно коэффициент подавления пульсаций можно применением составного транзистора (схемы Дарлингтона).
Отметим, что степень подавления пульсаций в активном фильтре ограничена свойствами транзистора, а именно, паразитной барьерной ёмкостью коллекторного перехода VT1 (или диффузионной ёмкостью эмиттерного перехода при включении с ОЭ), через которую пульсации с выпрямителя проникают в базу и также усиливаются. В некоторой степени конденсатор C2 успешно справляется с ними, шунтируя на минусовую шину питания. Но реактивное сопротивление C2 всё же относительно велико на низкой частоте, поэтому в схему так и просится добавить стабилитрон с низким дифференциальным сопротивлением в качестве нагрузки цепи R1C2, что дополнительно стабилизирует выходное напряжение фильтра. Практически схема по рис. 7 позволяет получить максимальный коэффициент подавления пульсаций в пределах 65-71 дБ или уровень пульсаций в 1,0-1,7 мВ при токе нагрузки 50-200 мА.
При расчёте цепи R1C2 для схемы по рис. 7 следует учитывать влияние паразитной ёмкости коллектора VT1 и коэффициент подавления пульсаций брать на 10-15 дБ больше требуемого. Резистором R2 при необходимости подбирается активный режим работы транзистора VT1. Транзистор не должен работать в режиме насыщения, т.е Uкэ> Uкэ.нас. При использовании стабилитрона вместо R2 паразитная ёмкость фактически нейтрализуется и расчёт можно делать без запаса, рабочий ток стабилитрона можно выбрать ниже номинального в пределах 5-10 мА. Накопительная ёмкость C1 рассчитывается по формулам из таблицы 1.
Если цепочку R1C2 (рис. 7) разбить на два Г-образных RC-звена включенных последовательно, то можно получить задержку пульсирующего напряжения по фазе близкой к 180 градусам, так как каждое RC-звено теоретически будет поворачивать фазу на 90 градусов. В результате сложения двух пульсирующих напряжений в противофазе в транзисторе VT1 произойдёт их дополнительное подавление, что несколько улучшит показатели фильтра.
Дальнейшее улучшение активного фильтра привело к созданию схемы, совмещающей и фильтр, и стабилизатор напряжения (рис. 8). В данной схеме пульсации выпрямленного напряжения подавляются двумя последовательно включенными Г-образными RC-цепочками R1C2 и R2C3, нагруженными на стабилитрон VD1.
Общий коэффициент подавления пульсаций двухзвенного RC-фильтра согласно формуле (17):
Для схемы по рис. 8 при R1=R2=R и C2=C3=C, выражение (19) упростится и составит:
Угол сдвига фазы пульсирующего напряжения на выходе цепи R1C2R2C3 составляет -177 градусов и может быть подстроен резистором R2 в небольших пределах для лучшего подавления пульсаций на выходе СН.
Отфильтрованное и пониженное напряжение до 10В в источнике опорного напряжения R1C2R2C3VD1 подаётся на усилитель постоянного тока на транзисторах VT1-VT3. Усиление по напряжению в УПТ определяется цепью обратной связи VD2R5. Выходное напряжение УПТ определяется выражением:
Введение стабилитрона VD2 в цепь ООС позволило перевести УПТ режим повторителя напряжения с приращением (вольтодобавкой). Фактически усиление по переменному (пульсирующему) напряжению стало равно единице, а по постоянному добавляется лишь напряжение стабилитрона VD2. В результате такого схемного решения, проникающие пульсации через ёмкости переходов транзисторов не усиливаются.
Совмещённая схема СН с RC-фильтром по рис. 8 обладает следующими параметрами: выходное напряжение 15В, размах пульсации составил 1,5мВ при токе нагрузки 0,5А; 1,6мВ при токе 1А; 2,1мВ при токе 2А и 2,7мВ при токе 3А, что соответствует коэффициенту подавления пульсаций 69-74 дБ.
Цепь R6VD3 в схеме служит для защиты СН от короткого замыкания. В случае КЗ потенциал базы VT1 шунтируется на минусовую шину питания, транзисторы VT1-VT3 закрываются. При устранении причины КЗ СН переходит в нормальный рабочий режим. Если СН не запускается под нагрузкой, то необходимо подобрать резистор R6, но не слишком большой, иначе защита перестанет работать.
Обобщая проделанное исследование способов борьбы с пульсациями в источниках питания, сделаем выводы:
При конструировании ИП применение накопительных конденсаторов чрезмерно большой ёмкости в выпрямителе для сглаживания пульсирующего тока нецелесообразно. Конденсатор должен быть рассчитан согласно нагрузке.
Хороший результат даёт применение активного фильтра типа умножителя ёмкости. Пассивные RC-фильтры применимы только в слаботочных цепях. Применение фильтров LC-типа в принципе не желательно из-за многих недостатков, а именно: массогабаритных показателей; быстрого насыщения сердечника постоянным током и потери индуктивности дросселя; магнитного влияния на рядом расположенные компоненты схемы; наличие резонанса, который может при неверном расчёте наоборот усилить пульсации. Поэтому в данной работе LC-фильтры не рассматривались.
Технологический предел типовых схем стабилизаторов напряжения не позволяет получить уровень пульсаций менее 1 мВ (Kпп>70дБ) из-за наличия паразитных емкостей переходов транзисторов. Для снижения пульсаций переменного тока в стабилизаторах компенсационного типа требуется применение целого ряда конструкторских решений.
Наилучшим решением питания прецизионных приборов является совместное применение активного фильтра и стабилизатора напряжения либо многозвенного стабилизатора.
Пути уменьшения пульсаций в импульсном источнике тока
Рассмотрим ИТ с регулированием по выходному току. Импульсные стабилизаторы напряжения применяются довольно широко, и методика их расчета и критерии устойчивости приводятся во многих источниках [1, 2]. Что касается импульсных ИТ, то они используются реже и в меньшей степени рассмотрены в публикациях.
Следует уточнить, что речь идет об ИТ, которые допускают подключение на выходе параллельного ШИМ-регулятора, замыкающего выход ИТ с частотой в десятки килогерц. Стандартные источники питания, имеющие режим ограничения тока (обратная связь по напряжению и току), такой нагрузки не допускают из-за наличия на выходе конденсатора большой емкости (сотни микрофарад). Такая емкость сама по себе является источником напряжения для быстрых процессов (на частоте 10 кГц сопротивление конденсатора емкостью 100 мкФ равно 0,15 Ом), поэтому подключение параллельного ШИМ-регулятора к такому выходу приведет к закорачиванию выходного конденсатора открытым ключевым элементом ШИМ-регулятора. Такое подключение означает, что энергия заряженного конденсатора будет рассеиваться в виде тепла на ключевом элементе, а средняя рассеиваемая мощность при частоте 10 кГц оказывается неприемлемо большой (5 кВт при напряжении 10 В).
Анализ уменьшения пульсаций в импульсном ИТ
На первый взгляд, чтобы получить импульсный ИТ, достаточно взять импульсный источник напряжения (рис. 1), заменить отрицательную обратную связь по напряжению на отрицательную обратную связь по току и убрать выходной сглаживающий (фильтрующий) конденсатор, как показано на рис. 2.
Рис. 1. Импульсный источник напряжения
Но при этом возникают некоторые сложности. Первое существенное различие состоит в том, что пульсации тока в сглаживающем дросселе импульсного ИТ составляют обычно 10–30% от среднего значения тока, тогда как пульсации напряжения в стабилизаторе напряжения составляют обычно от долей процента до 1–2% и определяются величиной ESR выходных конденсаторов (выбор конденсаторов с меньшим ESR позволяет уменьшить пульсации). Исходя из этого, в ИТ необходимо уменьшать коэффициент усиления в петле обратной связи (то есть уменьшать усиление усилителя ошибки), чтобы исключить ограничение выходного сигнала усилителя ошибки. В свою очередь, уменьшение усиления приводит к ухудшению динамических характеристик: амплитуда переходных процессов при скачкообразном изменении нагрузки от нуля до максимума в ИТ может достигать 30% (в источниках напряжения обычно менее 5%).
Рис. 2. Импульсный источник тока
Можно улучшать параметры ИТ путем увеличения значения индуктивности сглаживающего дросселя (при этом будут уменьшаться пульсации тока, и можно, соответственно, увеличивать усиление усилителя ошибки), но увеличение при этом габаритов дросселя не всегда позволяет решить проблему только таким способом. Другой вариант — уменьшать пульсации тока импульсного ИТ путем увеличения частоты коммутации, но при этом снижается диапазон регулирования выходного тока и возрастают потери, что не во всех случаях приемлемо.
Снижение пульсации тока путем подключения конденсатора параллельно дросселю и настройкой в резонанс на частоте пульсаций (фильтр–пробка) приводит к уменьшению пульсаций при статической нагрузке (резистор), однако при динамической нагрузке (параллельный ШИМ-регулятор на выходе) приводит к ухудшению устойчивости стабилизатора тока. Снижение пульсации тока можно получить за счет установки на выходе (параллельно нагрузке) конденсатора небольшой емкости (доли микрофарад). Использование параллельного ШИМ-регулятора в качестве нагрузки накладывает определенные требования к цепям обратной связи ИТ.
Одним из критериев, определяющих выбор параметров цепи обратной связи, является субгармоническая устойчивость — отсутствие «дрожания» длительности соседних импульсов ШИМ (субгармонические колебания). Подробно эти процессы описаны в [3], там же приведен пример расчета величины, необходимой slope-компенсации для обеспечения субгармонической устойчивости. В данной статье рассматривается стабилизатор напряжения с токовым режимом (current-mode), но, поскольку в ИТ пилообразные пульсации попадают на вход усилителя ошибки по цепи обратной связи по току и далее на выход усилителя ошибки, то все процессы, описанные в статье, и методика расчета в полной мере распространяются на работу импульсного ИТ.
Радикальным способом улучшения динамических характеристик импульсного ИТ является введение дополнительной положительной обратной связи по напряжению. Моделирование упрощенной схемы ИТ (без ШИМ) с положительной обратной связью по напряжению дает хорошие результаты (при точно подобранных постоянных времени в цепях отрицательной обратной связи по току и положительной обратной связи по напряжению); переходный процесс практически отсутствует — ток абсолютно постоянен. Но, с учетом работы ШИМ внешнего параллельного преобразователя, устойчивость ухудшается. Поясним причины этого.
Во-первых, большинство микросхем ШИМ-контроллеров работает таким образом, что ШИМ регулирует (воздействует) на задний фронт ШИМ-импульса, то есть включение импульса происходит по тактам задающего генератора и не зависит от сигнала обратной связи, а задний фронт формируется компаратором в зависимости от сигнала обратной связи. Из-за этого реакция ШИМ на сигнал положительной обратной связи по напряжению оказывается асимметричной. При уменьшении сопротивления нагрузки реакция практически «мгновенная»: задержка определяется компаратором, драйвером и силовым ключом, а при увеличении сопротивления нагрузки «реагирование» на сигнал обратной связи произойдет только по следующему импульсу тактового генератора. Таким образом, задержка может достигать величины периода тактового генератора и зависит от совпадения фаз изменения нагрузки и тактового генератора ИТ (от совпадения по времени).
Во-вторых, сам ШИМ ИТ является нелинейным. «Пила» slope-компенсации, формируемая тактовым генератором, практически линейна и имеет постоянную амплитуду, а «пила» тока в сглаживающем дросселе линейна (в пределах линейности феррита), но имеет непостоянную амплитуду. Амплитуда пульсаций тока максимальна в середине диапазона нагрузок, когда выходное напряжение равно половине входного, и коэффициент заполнения импульса ШИМ равен 0,5 (скважность 2). При минимальном (КЗ) и максимальном (напряжение на выходе близко к входному) сопротивлении нагрузки амплитуда пульсаций стремится к нулю. В результате для «традиционной» схемы ШИМ (с включением по тактовому генератору и выключением по сигналу компаратора) коэффициент передачи ШИМ получается минимальным при КЗ в нагрузке и максимальным, когда выходное напряжение близко ко входному. Видимо, с этим связано наблюдаемое на практике ухудшение устойчивости импульсного стабилизатора тока при максимальных сопротивлениях нагрузки. Очевидно, что при уменьшении амплитуды пульсаций линейность модулятора будет улучшаться (таким образом, увеличение индуктивности дросселя со всех точек зрения «положительно»). Если величина входного напряжения не постоянна, то коэффициент положительной обратной связи должен быть обратно пропорционален входному напряжению.
Все это усложняет задачу введения положительной обратной связи по напряжению, которая должна быть нелинейная, с зависимостью от выходного и входного напряжения.
Следует рассмотреть вариант понижения пульсаций в многофазных импульсных ИТ. Как уже было сказано, многофазные импульсные источники напряжения широко применяются (на всех современных компьютерных платах). С увеличением числа фаз импульсного ИТ пропорционально уменьшаются создаваемые им помехи и квадратично уменьшаются выходные пульсации. На рис. 3 показана зависимость амплитуды пульсаций от отношения Uвых/Uвх для одно-, двух- и четырехфазных источников.
Рис. 3. Зависимость пульсаций от числа фаз
Эти общие закономерности справедливы как для источников напряжения, так и для ИТ.
Было выполнено моделирование многофазных ИТ (двух-, четырех- и восьмифазных) и проведены испытания макета двухфазного ИТ мощностью 3 кВт (100 В, 1–30 А). В схему был введен дополнительный выходной фильтрующий дроссель, включенный между общей точкой соединения фазных дросселей и выходом (нагрузкой), как показано на рис. 4.
Рис. 4. Двухфазный источник тока
Индуктивность дополнительного фильтрующего дросселя была выбрана вдвое меньше индуктивности фазных дросселей. В точке соединения дросселей пульсации имеют частоту, кратную числу фаз, что увеличивает эффективность фильтрации в дополнительном выходном дросселе. При этом в сигнале обратной связи каждой фазы появляются составляющие пульсации от других фаз, в результате чего форма пульсаций начинает отличаться от пилообразной. Установлено, что устойчивость работы ИТ при работе на динамическую нагрузку ухудшается.
Приведенные результаты показывают, что при разработке мощных импульсных ИТ возникают сложности в выборе параметров основных компонентов схемы. При этом в общедоступной литературе недостаточно сведений для определения критериев выбора параметров компонентов и структуры таких источников.